da:
RACAL
da:
Questo ricevitore segnò un notevole cambiamento nei principi che coinvolgevano la progettazione dei ricevitori professionali anche se la tecnologia con la quale fu realizzato venne superata nell'arco di pochissimi anni e la produzione non durò molto e rapidamente fu rimpiazzato da altri modelli. Ma i principi sono rimasti e descritti con dovizia nella famosa rivista inglese The Wireless World.
Quello che mi ha colpito è
stato l'impegno impiegato per evitare l'intermodulazione dinamica ed i
problemi d'immagine pur realizzando un accoppiamento a banda larga, senza
circuii accordati in radiofrequenza analogamente all'iniziatore di questa
disciplina, il Racal RA 17. In questi non manca un preselettore d'ingresso, ma
si prevede di usare preferenzialmente la banda larga ed inserire il preselettore
solo in caso di interferenze dovute ai trasmettitori associati nella stazione
radio. Analogamente all'RA17 l'immagine è risolta portando la prima media
frequenza oltre i 30 MHz, l'intermodulazione realizzando un Mixer molto
particolare a ponte di Mosfet.
Chiaramente l'inserzione di una sintonia sulla radiofrequenza necessiterebbe di essere agganciata al sintetizzatore con comando unico ed abbiamo visto risolto col servomotore come nel GEC Marconi R 410 con le relative difficoltà. Il problema del preselettore è che per sbaglio lo selezioniamo su una stazione forte fuori dalla banda scelta dall'operatore, questa rischia di essere proiettata dove non deve essere. Per questo il consiglio di usare il Wide Band. In questo modello le prestazioni di intermodulazione dovrebbero però ridurre di molto il problema.
Altra cosa notevole sono i transistor dissipanti una discreta potenza all'ingresso e la potenza dell'oscillatore locale del primo mixer che è oltre 2 watt.
I modi di demodulazione dei vari tipi di emissione RF che descrivo in occasione del russo STORM sono risolti in modo accurato. Naturalmente nella versione più accessoriata si trova la soluzione IDB (Indipendent Sideband) e quella della SSB a portante ridotta con relativa reinserzione della portante ricostruita agganciata a quella trasmessa mediante il controllo automatico della frequenza AFC.
Lo studio del dispositivo di AFC è difficile ma interessante ed è la base dei moderni sistemi a banda laterale con ricostruzione di portnte e dell'AM sincrona che era una speranza degli appassionati di alta fedeltà.
Attualmente si possono generare frequenze così stabili nel trasmettitore, e fare ricevitori aggamciati ad un Frequency Standard, che non c'è più bisogno di riaggiustaggio durante l'ascolto; ma non sempre è così e le moderne tecniche di ascolto non tollerano slittamenti. Pertanto, quando si può, ci si aggancia alla frequenza del trasmettitore, stabile o no che sia, e si usa per la demodulazione od addirittura come Frequency Standart del ricevitore.
Nella piastra della AFC la portante risultante a 1,4 MHz è applicata ad un amplificatore IF dotato di AGC: Quando l'opportuno comando è su Pilot Carrier il segnale non è attenuato come lo è invece in Full Carrier. Il segnale amplificato di 38 dB viene presentato al Mixer successivo per portarne la frequenza a 400 kHz. Altri 38 dB di guadagno poi altri 23.
L'onda viene opportunamente profilata da un detector a zero crossing. L'uscita viene rivelata ed usata come AGC e presentata al detector di rapporto segnale/disturbo.
Di quì parte e viene amplificata e distribuita l'AGC con gli opportuni tempi di aggancio e di rilascio
Detettore di rapporto segnale/disturbo.
Quando il picco del segnale AGC raggiunge un valore determinato e la portante è sostituita da un segnale caotico l'AFC viene viene disabilitata e la lampada AFC LOCK si spegne.
L'uscita di un oscillatore a frequenza dipendente dalla tensione (VCO) a 7MHz viene divisa per 7 e comparata in fase con la frequenza di riferimento di 1 MHz. Ogni errore corregge il 7 MHz del VCO in modo di fornire il MHz di riferimento al VFO da 34 MHz del primo Mixer in sostituzione della frequenza standard.
Il megahertz proveniente dal sintetizzatore viene diviso per 5 ottenendo una frequenza stabile a 200 kHz che viene sdoppiata presa come clock di un mescolatore digitale. Delle due uscite una risulta sfasata di 72° rispetto all'altra.
Questo compara la coppia a 200 kHz con i 400 del segnale della portante. Con una logica complessa a spiegare la differenza in fase rispetto al multiplo è trasformata in impulsi che mandano avanti un contatore up/down a 10 bit il quale, secondo se la differenza tra le due frequenze comparate è negativa o positiva setta in contatore a contare a salire od a scendere. Questo contatore presenta così una combinazione di 1 e 0 al convertitore analogo/digitale che la trasformerà in tensione continua da presentare come offset al VCO a 7 megahertz. Questo divide per sette e ne risulterà il megahertz che servirà da campione al sintetizzatore, in sostituzione allo standard usato con AFC OFF.
Quando l'AFC è in posizione OFF un oscillatore a 2 kHz fornisce in alternativa il clock.
In AVC off o quando manca la
portante per evanescenza od è superata dal rumore, il contatore fornisce gli
impulsi al clock e la frequenza si aggancia alla frequenza di riferimento
del ricevitore .
Syntetized communications receiver di R.F. Winn Racal Communication Ltd.
Una delle specifiche più utili nei ricevitori da comunicazione è il controllo della frequenza del ricevitore che nel caso da noi considerato si estende fino a 30 MHz.
I primi sintetizzatori di frequenza lasciavano piuttosto a desiderare. Il sistema di sintesi "diretta" usava una serie di divisori e filtri, somme e mescolazioni di frequenze che rendevano il sistema costoso ed ingombrante. Fu pertanto introdotto il sistema "indiretto" che consisteva di mescolare l'uscita di un oscillatore libero ad un "pettine" di frequenze generate da una serie di divisori e comparate ad una sorgente di assoluta stabilità che bloccasse la frequenza dell'oscillatore locale.
L'avvento della circuiteria digitale permise di realizzare una sintesi "indiretta" nella quale la frequenza di un oscillatore ad aggancio di fase è semplicemente ridotta da un divisore variabile e comparata con una frequenza di assoluta stabilità. Con dei sistemi di divisione ed addizione si possono raggiungere passi di sintonia anche molto più piccoli della frequenza di comparazione.
Con questi ultimi sintetizzatori le spurie possono essere mantenute 100dB sotto all'uscita principale. Anche il rumore dell'oscillatore fa parte delle spurie e la soluzione per ridurlo e di usare oscillatori di elevato Q funzionanti alla massima uscita. Anche segnali fuori banda si possono mescolare con le spurie dell'oscillatore generando mescolamento reciproco.
Nel RA1772 il controllo del sintetizzatore si fa tramite un encoder fissato ad una manopola rotante che da perfettamente l'impressione del vecchio VFO, preferita da tanti operatori.
Nel campo delle HF ci troviamo di fronte alla presenza di segnali con livelli diversi da 1 000 000:1 e ciò rende difficoltoso il compito del ricevitore. La sensibiltà è in relazione diretta all'ammontare del rumore termico della resistenza equivalente dell'ingresso definita com "figura di rumore". Una figura di 3 dB significa che il rumore del ricevitore è uguale al rumore termico teorico di una resistenza uguale a quella sulla quale si presenta il ricevitore. Nelle onde corte questo valore può essere superiore a quello richiesto nelle VHF e si può considerare tipico 7 dB ( ovvero un poco più di 2 volte quello termico. Io però direi che in genere la specifica dei ricevitori professionali da una figura di 13 ovvero 4 volte circa il rumore termico) Va tenuto presente che indicando cosi questa figura rimaniamo indipendenti dalla banda passante che invece dovrebbe essere considerata se vogliamo il valore del rumore in microvolt. La figura di 7 dB e equivalente ad un rapporto segnale disturbo di 15 dB per un segnale di 1 microvolt a 3 kHz di banda passante o, considerando insignificante il rumore post-filtri sarebbe 5 dB a 0,1 microvolt per una banda di 300 Hz, ciò che fa vedere i vantaggi della CW. In pratica però non è questo valore a determinare la possibilità del ricevitore di rivelare deboli segnali, ma, dato che oltre ai disturbi atmosferici ed il famoso "man made noise" ci sono i forti segnali anche fuori banda con i loro prodotti di intermodulazione, ovvero si deve parlare di "selettività dinamica". Questi sono effetti a larga banda dovuti alla non linearità del "front end" che da "modulazione incrociata" ed appare normalmente quando sono presenti segnali di pochi millivolt. In questo rispetto i ricevitori a transistor sono svantaggiati rispetto quelli a valvole in quanto il transistor è un componente tipicamente non lineare. Questo problema è normanlmente risolto accordando il front end ma la soluzione definitiva è quella di ottenere una elevata linearità dell'ingresso.
Nel Racal 1772 questa è ottenuta usando un FET resistente a livelli alti come 300 mV. A questi livelli non ci sono problemi, salvo che si lavori in duplex con un trasmettitore o si abbia una antenna del tipo Beverage lunga un miglio puntata verso ad una stazione di broadcasting vicina. Esiste anche il problema del "blocking" che è provocato dalla vicinanza di forti segnali indesiderati. Tradizionalmente la specifica da il livello che occorre per ridurre la sensibilità ai segnali desiderati di 3 dB. Ora questa occorre con segnali superiori a 500mV.
Uno effetto ancor più insidioso dei citati è dovuto alla distorsione per intermodulazione tra due o più segnali indesiderati che generano un prodotto che può essere molto nocivo. Segnali indesiderati di secondo ordine sono f1+- f2. Per esempio cade su 10 MHz il prodotto di secondo ordine generato da segnali indesiderati di 4,5 e 5,5 MHz oppure il prodotto tra 10,02 e 20. 02 MHz. Chiaramente questo problema si elimina con un semplice filtro in ingresso. Prodotti di intermodulazione di terzo ordine sono ancor più difficili ad eliminare. Questi accadono a 2f1+ - f2 , ovvero, sempre alla frequenza di 10 MHz, a segnali di 10,02 e 10,04 oppure a 9,98 e 9,96 MHz. Queste frequenze indesiderate sono ben più difficili ad eliminare essendo molto vicine tra loro.
Una misura per la specifica di un ricevitore èil livello di due segnali indesiderati che diano un prodotto di 1 microvolt (0 dB/microvolt)
Molti ricevitori, pur con il vantaggio della radiofrequenza sintonizzata, danno un livello di 3 millivolt (70 dB microvolt o -50 rispetto ad 1 volt). La prestazione del 1772 è dieci volte superiore ovvero 300 millivolt (90 dB/ microvolt ovvero -30/V). Dato che i livelli del prodotto di intermodulazione crescono di tre volte rispetto ai due segnali che li provocano il livello che appare ad un ricevitore con la specifica di 70 db/microvolt sottoposto a segnali di 90 db/ microvolt è un prodotto di 1 millivolt (60 dB/ microvolt).
Analizzando in pratica queste prestazioni, notiamo che molto dipende dal livello di segnali che riceve l'antenna. Una grande antenna rombica passa verso l'ingresso una moltitudine di segnali superiori ai 100 mV nella gamma HF. Nell'analisi riportata si considera che i segnali più forti giaciono nella gamma da 9 a 15 MHz. La curva n° 3 illustra l'intensità media dei segnali che occorrono per mantenere, con un filtro di IF da 3 kHz un rapporto di 10 dB tra il segnale desiderato e quelli indesiderati. Vediamo che, se usato con un antenna estesa, la prestazione di un ricevitore con 70 dB non è sufficiente nemmeno usando un dispositivo di sintonia d'ingresso che riduca al 12% i segnali fuori gamma. Portare la prestazione a 90 dB/microvolt vuol dire fare scendere i segnali indesiderati sotto al rumore atmosferico. Analogamente accade con la curva 6 del mescolmento reciproco che, se miglioriamo le prestazioni del ricevitore di 30 dB va anche essa sotto al rumore atmosferico. L'attenuatore all'ingresso è un controllo comune a molti ricevitori. Questo non può però essere usato quando i segnali da ricevere sono molto deboli e vicini al livello del rumore. Nel 1772 questo dispositivo non esiste perchè non necessario, perciò si possono ricevere tutti i segnali a piena intensità. È da tener presente che questa pericolosa intermodulazione non accade solo tra segnali normali ma anche tra questi e forti disturbi atmosferici e che è difficile riconoscere questi segnali indesiderati da quelli da ricevere.
Vediamo come si può progettare un ricevitore immune dai problemi sopra menzionati.
Per il circuito di media frequenza che deve poter amplificare di un centinaio di decibel si è scelta una frequenza di 1,4 Mhz che permette di usare filtri a cristallo relativamente poco ingombranti e che non necessitano di riaggiustaggio nel tempo. Ora un filtro a cristallo ad 8 poli si può realizzare in un contenitore di 76x28x31 mm. Questo però genererebbe il problema di eliminare l'immagine a 2,8 MHz e richiederebbe un filtro in ingresso. Si è scelta perciò una prima media frequenza di 35,3 MHz la cui immagine cade a 70,8 MHz ed è eliminabile con un semplice filtro passa basso all'ingresso. Con questo si raggiunge la specifica di un immagine sotto i 90 dB dal segnale.
È bene che la selettività richiesta sia già ottenuta nella prima media frequenza piuttosto che nei circuiti seguenti perciò già in quel punto si deve ottenere la massima selettività ovvero prima possibile nel circuito. Pertanto già nel primo mixer conviene inserire un filtro che pur lasciando passare la banda più estesa disponibile sulla seconda IF tagli più possibile.
Negli ultimi anni il massimo sforzo di sviluppo si è concentrato nel primo mescolatore. Il problema è di ottenere il mescolamento mantenendo la linearità di un ingresso che è fondamentalmente non lineare, ovvero questo deve essere lineare per un segnale singolo ma non lineare per due sullo stesso ingresso. Una soluzione si ha usando un tipo di commutazione bilanciata nella quale i segnali di ingresso vengono commutati in fase e fuori fase alternativamente alla frequenza dell'oscillatore locale. Ottenere una linearità di qualche centinaio di millivolt richiede tensioni dell'oscillatore di commutazione di vari volt. Tutte le parti del mescolatore sono importanti: i trasformatori devono essere accuratamente bilanciati e non devono essere realizzati con ferriti non lineari. Sono molto utili trasformatori del tipo a linea di trasmissione che mantengono l'induttanza tenendo basse le perdite del nucleo e le capacità parassite. Il bilanciamento è molto importante ed inoltre si deve tenere la specifica di reirradiazione verso l'antenna sotto i 10 microvolt.
In questo stadio è accettebile una figura di rumore di 15 dB e lo possiamo collegare direttamente all'antenna essendo il rumore atmosferico superiore di tale livello almeno fino a 20 MHz. Altrimenti, per ottenere una figura migliore di 10 dB è necessario un amplificatore a radiofrequenza. Però tale amplificatore deve avere una elevata linearità ed una capacità di maneggiare segnali molto forti. Nel nostro caso l'amplificatore guadagna 10 dB ed ha un punto di intercettazione alla intermodulazone di terzo ordine migliore di 90 dB per due segnali di 100 mV.
Gli stadi che seguono il primo filtro di IF devono anche essi avere una forte linearità. Il rivelatore a prodotto è capace di una linearità superiore rispetto a quello ad inviluppo per l'AM, ovvero 1 o 2% di distorsione. Pertanto la modulazione di ampiezza si può ricevere usando i filtri per SSB ed il rivelatore a prodotto col risultato di ridurre le interferenze.
In quanto all'AGC, l'AM e l'FSK richiedono tempi di rilascio brevi come poche diecine di millisecondi, mentre in SSB ed in CW i tempi devono essere molto più lunghi. Ciò si ottiene inserendo un tempo di "tenuta", memorizzando l'AGC in un condensatore che vede l'alta impedenza di un FET. Nel primo stadio di IF viene inserita solo quando il segnale supera i 300 microvolt
In RF non è inserita nessuna AGC ne tanto meno attenuatori perchè non necessario, ciò significa che i segnali piccoli non vengono attenuati, infatti il metodo di estendere le caratteristiche di intermodulazione del front end inserendo un attenuatore è solo un compromesso. Se si realizza un attenuatore automatico sull'ingresso rischiamo che segnali fuori sintonia attivino l'attenuatore a detrimento dei segnali sintonizzati.
Problemi di mescolamento reciproco possono influenzare la sensibilità usufruibile nell'ingresso: la fig. 7 illustra che per poter usufruire della massima sensibilità del ricevitore (figura di 7 dB) bisogna che l'intensità massima dei segnali distanti 200 KHz da quello che interessa sia circa 105 dB/ microvolt, ma segnali distanti solo 20KHz non devono superare gli 85 dB, altrimenti la sensibiltà deve diminuire
Commentando questi ultimi passi di Mr. Winn, vorrei far notare che l'inserzione dell'AGC sul primo stadio sfruttando la variazione di polarizzazione del transistor potrebbe portare questo a funzionare fuori della linearità. In certi ricevitori l'attenuazione si ottiene pilotando dei diodi PIN per ottenere un attenuatore passivo a resistenza. Concludendo possiamo notare che realizzare con un ingresso senza attenuatore ne AGC significa una grande fiducia del costruttore per il suo progetto.
Accenno ad un articolo nel quale si parla della scelta della manopola rotante che, a differenza dei primi dispositivi a contraves o a commutatori decadici dava più feeling all'operatore. Con gli optical encoder invece si è riuscito, anche con l'aiuto di un volano, a restituire la vecchia sensazione dei comandi a cordino.
Il 1772 ha suscitato lamentele da parete di qualche utente al quale pareva che la sensibilità dei nuovi ricevitori fosse inferiore ai modelli precedenti. Una verifica da parte della RACAL ha tratto che la minor risposta ai prodotti di intermodulazione e la forma delle curve di selettività dei filtri che hanno un attenuazione molto maggiore dei precedenti sotto i -60 dB traggono in inganno: i rumori fuori banda che impropriamente cadono sul segnale ascoltato nei vecchi ricevitori da a questi un apparente ed ingannevole sensibilità
.
IL problema dei ricevitori a sintetizzazione è che manca quel collegamento del condensatore variabile coassiale all'oscillatore ed alla sintonia in RF. I primi tentativi furono di inserire un servomotore comandato dalla logica digitale della scala, che facesse seguire al preselettore la frequenza impostata. Altrimenti, più semplicemente, fu inserito un preselettore a risonanza a 1 o 2 stadi con comando manuale. Il problema era che c'erano casi che se si settava su di una stazione forte leggermente fuori gamma, questa dava problemi di intermodulazione.
La Racal nel suo RA17 si era già trovata negli anni '50 in questa situazione e l'aveva risolta con un ingresso a prova di bomba e una posizione Wide Band che consigliava di usare come standard di ascolto. Nei casi d'interferenza era possibile inserire un preselettore a varie gamme sintonizzabile a nano.
Col passare del tempo si sono fatti mescolatori così esenti da cross modulation che si poteva entrare direttamente nella loro maglia con l'antenna, Questi si cominciarono a vedere a metà degli anni '60
Qui sotto vediamo come è risolto il problema nel RA1772. I transistor dell'ingresso RF sono di media potenza ed alta dissipazione per evitare cross modulation nello stadio
Questo mescolatore segnò una svolta nel concetto di mixer. Sono costituiti da robusti Mosfet che sembrano disalimentati ed è stato copiato con lievi variazioni da altri ricevitori dell'epoca. Il problema di un mixer di primo stadio è quello che in uscita non ci deve essere più parte del segnale di ingresso ne tantomeno quello dell'oscillatore locale (mixer bilanciato). Poi dentro ci devono essere due vie: una perfettamente lineare per il segnale da utilizzare in seguito, una perfettamente quadratica per eseguire la conversione. In questo mixer la potenza dell'oscillatore locale ad oltre 30 MHz è ben 2 watt.
